反激式开关电源设计
霍大侠 指导教师：何老师
摘 要 :先介绍开关电源的概况，然后介绍一种电流控制型PWM控制器UC3843的特点和工作原理，并分析其构成开关电源的整体电路结构和工作原理，最后提出一种基于UC3843的单端反激式开关电源的设计方法。 关键词 反激式 UC3843 EMI 变压器
1引言
随着电力电子技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。
2开关电源概述
2.1开关电源的产生与发展
随着大规模和超大规模集成电路的快速发展，特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。
隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压。
早在70年代，随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。
随着半导体技术的高度发展，高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础，适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生，其功能不断完善，集成化水平也不断提高，外接元件越来越少，使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化，成本也不断下降。目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。近年来高反压Mos大功率管的迅速发展，又将开关电源的工作频率从20kHz提高到兆Hz，其结果是使整个开关电源的体积更小，重量更轻，效率更高。
开关电源的性能价格比达到了前所未有的水平，使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。当然开关电源能被工业所接受，首先是它在体积、重量和效率上的优势。在70年代后期，功率在100w以上的开关电源是有竞争力的。到1980年，功率在50w以上就具有竞争力了。
随着开关电源性能的改善，到80年代后期，电子设备的消耗功率在20w以上，就要考虑使用开关电源了。过去，开关电源在小功率范围内成本较高，但进入90年代后，其成本下降非常显著。当然这包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促进开关电源发展的因素之一。 2.2隔离式高频开关电源
隔离式开关电源的变换器具有多种形式。主要分为半桥式、全桥式、推挽式、单端反激式、单端正激式等等。在设计电源时，设计者采取那种变换器电路形式，主要根据成本、要达到的性能指标等因素来决定。各种形式的电源电路的基本功能块是相同的，只是完成这些功能的技术手段有所不同。隔离式高频开关电源电路的共同特点就是具有高频变压器，直流稳压是从变压器次级绕组的脉冲电压整流滤波而来。开关电源的基本功能方框如图1所示。
在图1中，交流线路电压无论是来自电网的，还是经过变压器降压的．首先要经过整流、滤波电路变成含有固定脉动电压成分的直流电压，然后进入高频变换部分。高频变换部分的核心是有一个高频功率开关元件，比如开关晶体管、场效应管(MOSFET)等元件，高频变换部分产生高频(20kHz以上)高压方波，所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级，在变压器的次级感应出的电压被整流、滤波后就产生了低压直流。
为了调节输出电压，使得在输入交流和输出负载发生变化时，输出电压能保持稳定，通常在这里采用一个叫做脉冲宽度调制器(PWM)的电路，通过对输出电压采样，并把采样的结果通过光隔反馈给控制电路，控制电路把它与基准电压进行比较，根据比较结果来控制高频功率开关元件的开关时间比例(占空比)，达到调整输出电压的目的。
3输入电路
3.1 EMI滤波器设计原理
EMIAC输入 滤波 整流滤波 辅助电路 高频变换开关元件 高频隔离变压器 输出整流滤波 DC输出 PWM控制逻辑 光隔离 图1 隔离式开关稳压电源工作流图
在开关电源应用于交流电网的场合，整流电路往往导致输入电流的断续，这除了大大降低输入功率因数外，还增加了大量高次谐波。同时，开关电源中功率开关管的高速开关动作（从几十kHz到数MHz），形成了EMI（electromagnetic interference）骚扰源。从已发表的开关电源论文可知，在开关电源中主要存在的干扰形式是传导干扰和近场辐射干扰，传导干扰还会注入电网，干扰接入电网的其他设备。
减少传导干扰的方法有很多，诸如合理铺设地线，采取星型铺地，避免环形地线，尽可能减少公共阻抗；设计合理的缓冲电路；减少电路杂散电容等。除此之外，可以利用EMI滤波器衰减电网与开关电源对彼此的噪声干扰。
EMC（电磁兼容）
EME（电磁发射） EMI传导 CE（传导发射） EMS（电磁抗扰性/敏感度） CS（对传导发射的敏感度） RE（辐射发射） 辐射 RS（对辐射发射的敏感度） 图2 EMI/EMC树形图（发射和敏感度）
在开关电源中，主要的EMI骚扰源是功率半导体器件开关动作产生的dv/dt和di/dt，因而电磁发射EME(Electromagnetic Emission)[1]通常是宽带的噪声信号，其频率范围从开关工作频率到几MHz。所以，传导型电磁环境（EME）的测量，正如很多国际和国家标准所规定，频率范围在0.15～30MHz。设计EMI滤波器，就是要对开关频率及其高次谐波的噪声给予足够的衰减。基于上述标准，通常情况下只要考虑将频率高于150kHz的EME衰减至合理范围内即可。在数字信号处理领域普遍认同的低通滤波器概念同样适用于电力电子装置中。简言之，EMI滤波器设计可以理解为要满足以下要求：1，规定要求的阻带频率和阻带衰减；（满足某一特定频率fstop有需要Hstop的衰减）； 2，对电网频率低衰减（满足规定的通带频率和通带低衰减）；3，低成本。传导型EMI噪声包含共模（CM）噪声和差模(DM)噪声两种。共模噪声存在于所有交流相线(L、N)和共模地(E)之间，其产生来源被认为是两电气回路之间绝缘泄漏电流以及电磁场耦合等；差模噪声存在于交流相线(L、N)之间，产生来源是脉动电流，开关器件的振动电流以及二极管的反向恢复特性。这两种模式的传导噪声来源不同，传导途径也不同，因而共模滤波器和差模滤波器应当分别设计。显然，针对两种不同模式的传导噪声，将其分离并分别测量出实际水平是十分必要的，这将有利于确定那种模式的噪声占主要部分，并相应地体现在对应的滤波器设计过程中，实现参数优化。 3.2 EMI滤波器设计方法
CM级和DM级都是对称（平衡）的[1]。从整流桥出来的噪声和进入LISN的噪声来看，效果上等同于两个级联的LC滤波器【3】（对DM和CM噪声而言）。这种滤波器可以得到良好的高频衰减。滤波器通常放在输入整流桥之前，因为滤波器在这个位置可以同时抑制整流桥二极管产生的噪声。
L1
C3 L0 C5 Fuse 1
L2
GND C8 GND L4 C9 C6
C7
L5 图3 电源输入滤波器
EMI对地漏电流Iy=2πFCVc ，其中f为电网频率，Vc为Y电容上的压降，因此C3和C8，C5和C9上的压降Vc=48/2=24（V），所以，Cy=Iy/2πVcF，为了避免致命电击的发生，流入设备的总电流有效值为0.5 mA，这是工业默认的设计值，这里取0.3mA作为计算值，
因此，
-4
Cy总= Iy/2πVcF =0.3*10/（2*π*24*50）=39.8nF。
考虑到电源的输入电容如果太大，会造成电源启动时有难以预测的浪涌大电流，而且考虑到不同频段的高频信号，所以C3和C8均取值为10nF，C5和C9均取值为2.2nF。四个电容并联值=10*2+2.2*2=24.4<39.8nF,符合安全设计要求。
中功率变换器的CM扼流环电感量的实际范围通常是10mH~50mH（每股线圈）。DM扼流环通常则小得多，DM扼流环的电感范围通常为0.5mH~1mH。因此，本电源中的CM扼流环L0取值为45mH，而DM扼流环L2和L5分别取值为1mH。L1和L4为它的潜在漏
感，每个绕组的漏感在原理上是非耦合的，所以她们没有任何共同的磁路。因此CM扼流环的漏感与其他扼流环不一样，电感差分不会相互抵消。漏感的优点在于它是高效的无磁心电感，因此它永远都不会饱和，无论输入电流水平如何都可以保证基于漏感的DM扼流环的效率。
线间电容成为X电容，传统的离线式X电容是由专门的金属化薄膜和纸构成的，而Y电容是专门的圆片陶瓷电容。由于薄膜电容比大部分陶瓷电容对温度，电压，时间等有更好的稳定性，此外，如果是“金属化”的结构，它们还具有“自恢复”特性。陶瓷电容自身没有自恢复特性，但是陶瓷Y电容专门用于任何情况下都不允许短路失效的场合，因此，本电源中的C3，C5，C8，C9是Y电容，而C6，C7是X电容。
4反激式变换器的设计
4.1确定Vz
假设输入电压为36V~48V，纹波率r=0.4【1】。 最大输入电压时，加在变换器上的整流直流电压 Vinmax=√2*VACmax=√2*48=67.8V
MOSFET额定电压为500V，故在Vinmax处，必须保留至少50V的裕量，此种情况下，漏极电压不能超过450V，于是漏极电压为V漏，于是有 V漏≤450V
选择标准的400V瞬态抑制二极管Vz。 4.2匝数比
假设12V输出二极管正向压降为0.6V，则匝数比为 n= Vinmax /（Vo+Vd）=67.8/（12+0.6）=5.38 这里取n=5。 4.3占空比
由于输入电压增加时，占空比降低，则1-D增加，要保持IL*（1-D）=Io不变，IL
就要相应地减少，可以得出电感的直流电流随输入电压的增加而减少。因此要在最小输入电压Vinmin（即Dmax）下设计变压器，这是它最恶劣的情况。
变换器最小直流整流电压为：
Vinmin=√2*VACmin=√2*36=50.9V
忽略变换器输入端的电压纹波，此即变换器的直流输入。故可得最小输入电压时占空比为
D=n*Vo/（Vin+n*Vo）=5*12/(50.9+5*12)= 0.54
很明显，这值是100%效率的理论估计值。实际上会使用其他方法以计算更准确的D值，最终将忽略该理论值。
此值为工作情况下的Dmax。当变换器供电电压下降时，占空比就会增大以保持调整电压，根据掉电后需要维持输出电压的工作频率周期调节，选择合适的输入电容与控制器的最大占空比限制Dlim。Dlim的典型值约为90%，根据经验，电容值的选择要考虑纹波电流，因此对于几十瓦的开关电源，输入电容一般在100uF以内，这里取10uF/400V。
4.4一次与二次有效负载电流
若将24W的输出功率集中在一个等效的12V单输出上，则可得12V输出负载电流
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