②相位跟踪的实现 使用过零比较电路，对将变压器端得反馈电压和参考信号源的相位进行比较，根据相位差的值，调整SPWM脉宽产生的时间，从而实现相位的同步。
2.2.3 同频、同相的控制方法与参数计算
1）同频的控制方法与参数计算
我们采用频率跟踪法来实现参考信号与反馈信号的同频控制。在频率跟踪法中，我们采用测周期法来测量参考电压的频率。
①将参考信号作为门限，在FPGA中用计数器记录在此门限内的FPGA时钟脉冲数N，从而确定参考信号的频率fx＝fo/N，其中fo为FPGA的时钟频率为40M，当选定高频时钟脉冲而被测信号频率较低时可以获得很高的精度。
由于参考信号与时钟信号的上升沿（或下降沿）不能保证同步，因而此方法存在的量化误差为一个基准信号周期To，测量相对误差为：δ＝To/Txδ<10-5。
②当测得参考信号的频率f后，调节DDS使其输出正弦调制信号频率为f，则DC-AC的输出电压的频率为f，因为变压器三绕组上信号同频，故反馈信号的频率为f，即实现参考信号与反馈信号同相。本测频跟踪法是一种实时测量。
2）同相的控制方法与参数计算
我们采用沿触发同步跟踪法，其包括沿触发和相位补偿两部分。对参考信号进行过零比较获得方波信号，以其过零点上升沿作为触发信号读取正弦波表零地址进行SPWM波的调制，则逆变器输出端电压与参考信号同相，又在负载端接线性负载时，变压器三绕组上信号基本同相，且当负载端接非线性负载时，变压器三绕组上信号有相位差，差值极小，即参考信号与反馈信号存在一定范围内的相位差，故可利用软件算法在小范围内进行相位补偿，则可快速实现同相控制。
此相位补偿是依据参考信号与反馈信号有一较小范围的相位差而采用的快速补偿法。我们可根据这一范围大致得出SPWM控制波中正弦调制波应改变的相移大小，进而有方向的调节DDS输出信号的相位值进行相位补偿而实现同相。
2.2.4 提高效率的方法
该系统内部的损耗主要集中在变压器、开关管等器件，因此，做好这些器件的吸收缓冲电路和正确的参数选择是提高此系统效率的有效途径。实现方案是：
（1）在开关管后加RC吸收缓冲回路。合理的吸收缓冲回路，不但降低了功率器件的浪涌电压和浪涌电流，而且还降低了器件的开关损耗和电磁干扰，避免了器件的二次击穿。
（2）选择导通电阻小的开关管，减小开关管的导通损耗。我们采用IRF540Z,它是功率MOSFET管，其RDS≤77mΩ,导通压降小，开关速度快。
（3）选择合适的SPWM载波频率。开关管的导通损耗会随着系统的工作频率的增大而增大，为降低开关损耗，同时又避开音频噪声，选取SPWM载波频率30KHz。
2.2.5 滤波参数计算
SPWM波形中所含的谐波主要是载波角频率ω及其奇次谐波。本系统采用载波频率为30kHz，远大于调制信号角频率，滤波较易实现。系统中逆变器输出频率为45~55Hz， LC滤波器截止频率f?1/(2?LC)，元件参数取L=1mH，C=10μF，计算截止频率为1.59kHz，满足设计要求。
2.2.6 全桥逆变电路
逆变电路拓扑选择全桥电路，使用双极性SPWM进行控制，输出正弦波形。全桥逆变电路如图2.2.6 所示，由两个功率MOSFET组成的桥臂加上一个LC滤波器组成。
由此系统知MOSFET管漏源两端的最大电压为60V，直流母线上的最大电流为3A。故我们选用N沟道功率MOSFET管IRF540，它具有开关速度快、导通电阻小、栅极电容小和无二次击穿等显著特点。其耐压100V，漏极最大电流28A，导通电阻为0.077Ω，栅极电容为1700PF，充分满足题目要求。另外选用IR2110作为半桥驱动芯片，它具有自举浮动电源，最大驱动电流2A，驱动电压10-20V,能驱动的最大直流母线电压为500V,最大工作频率500KHz，具有电源欠压保护关断逻辑和低压延时封锁功能。VD1、VD2采用肖特基二极管，加快充放电速度，并采用RC缓冲吸收回路对MOSFET管进行保护。
图2.2.6 全桥逆变电路
在小功率场合，功率MOSFET以其更快的开关速度和更小的通态损耗而受到青睐。本系统即采用功率MOSFET作为全桥逆变电路的功率开关。
逆变桥每个MOSFET承受的最大电压理论上为电源电压，考虑到硬开关过程不可避免的电压过冲，需要留一定裕量，取1.5倍电源电压，即
1.5US?90V
题目要求过流保护点Io=1.5?0.2A，此时开关管流过最大电流约为
1.5?2?2?4.24A
根据上述条件，并尽量减小通态损耗和成本，我们选择了IRF540，IRF540的源漏极击穿电压为100V，源漏极可流过最大电流28A（Tc=25℃），符合要求，且通态电阻只有0.077Ω，导通损耗很小。滤波电感采用环形铁硅铝磁芯绕制。
2.2.7 开关管驱动电路
功率MOSFET的驱动电路选用IR公司的芯片IR2110，电路如图2.2.7所示。相比与用分立元件搭的驱动电路，选用IR2110芯片构成的驱动电路外围电路简单，可以驱动一个桥臂上下两个功率MOSFET，可靠性高。
图2.2.7 开关管驱动电路
IR2110是美国国际整流器公司(International Rectifier Company )利用自身独有的高压集成电路及无门锁C M O S 技术, 于19 90 年前后开发并投放市场的大功率M O S F E T 和IG B T 专用驱动集成电路, 已在电源变换、马达调速等功率驱动领域中获得了广泛的应用。该电路芯片体积小(DIP1 4 ) ,集成度高(可驱动同一桥臂两路) , 响应快( ton /tof= 120/94 n s ) , 偏值电压高(< 600 V ) , 驱动能力强, 内设欠压封锁, 而且其成本低, 易于调试, 并设有外部保护封锁端口。尤其是上管驱动采用外部自举电容上电, 使得驱动电源路数目较其他IC 驱动大大减小。对于发射机的4 管构成的全桥电路,采用2 片IR 2110 驱动2 个桥臂, 仅需要一路10 一
20 V 电源, 从而大大减小了控制变压器的体积和电源数目, 降低了产品成本, 提高了系统的可靠性。
2.2.8 电压信号调理电路
输出交流电压调理电路如图2.2.8所示，用两片LF353运放组成了一个仪用放大器，将经分压电阻网络采样过来的交流电压放大，偏置后送入C8051F020的AD口。
图2.2.8 输出交流电压调理电路
LF353的总体电路设计还是比较简洁的，此类拓扑在目前的功率运算放大器设计中是主流：输入放大级是由两只Ｐ沟道ＪＦＥＴ组成的共源极差分电路，并且用镜像恒流源做负载来提高增益；在输入差分放大级和主电压放大级之间是一个由射极跟随器构成的电流放大级，用来提高主电压放大级的输入阻抗和共源极差分电路的负载增益；主电压放大级是一个简单的单级共射极放大电路，为了保证放大器的稳定性，在主电压放大级的输出端到输入差分放大级的输出端加入了一个电容补偿网络，跟补偿电容并联的二极管保证单级共射极放大电路构成的主电压放大级不进入饱和状态工作；输出电流放大级是ＮＰＮ和ＰＮＰ构成的互补射极跟随器，两个１００Ω的电阻用来定输出电流放大级的静态电流，２００Ω的电阻用来限制输出短路电流。
2.2.9 电流信号调理电路
然后送给C8051F020的eCAP模块用来实现同频同相算法。
电压信号，然后经过该电路放大，偏置后送入C8051F020的AD口。
图2.2.9（1） 电感电流调理电路
电感电流调理电路如图2.2.9（1）所示。电感电流先由电流互感器转换为
参考正弦波整形电路如图2.2.9（2）所示，该电路将参考正弦波整成方波，
图2.2.9（2） 参考正弦波整形电路
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