?K0Ugm?An[cos(nwx?wy)t?cos(nwx?wy)t]（n为奇数） （）
n?1?输出信号U0中包含wx?wy、3wx?wy、5wx?wy………(2n?1)wx?wy等频率分量。 2) 接入负反馈电阻
由于RE的接入，扩展了Uy的线性动态范围，所以器件的工作状态主要由Ux决定，分析表明：
ａ、当Ux为小信号??26mV?时，输出电压U0可表示为
U0?RL1UxUy?KEUxmUym[cos(wx?wy)t?cos(wx?wy)t] （） REUT2式中： KE?RL （） REUT式（）表明，接入负反馈电阻RE后，Ux为小信号时，MC1496近似为一理想的乘法器，输出信号U0中只包含两个输入信号的和频与差频。
ｂ、当Ux为大信号??100mV?时，输出电压U0可近似表示为
U0?2RLUy RE上式表明，Ux为大信号时，输出电压U0与输入信号Ux无关。 MC1496构成的振幅调制器电路如图3所示。其中载波信号经高频耦合电容C1从10脚输入，C3为高频旁路电容，使8脚接地。调制信号经低频耦合电容C2，从1脚输入。调幅信号从12脚单端输出。R12可以调节ma的值，也可以是电路对称，减小载波信号输出。器件采用双电源供电方式，所以5脚的偏置电阻R5接地。
项目设计内容 普通调幅电路设计：
①用模拟乘法器实现单频调幅 普通条幅波的实现框图：
根据上面的引脚图，作出如下设计：两输入端8和10脚直流电
位均为6V，可作为载波输入通道；Y通道两输入端1和4脚之间有外接调零电路；输出端6和12脚外可接调谐于载频的带通滤波器；2和3脚之间外接Y通道负反馈电阻R8。若实现普通调幅，可通过调节10kΩ电位器RP1使1脚比4脚高，调制信号与直流电压叠加后输入Y通道，调节电位器可以改变Vy的大小，即改变指数Ma； 若实现DSB调制，10kΩ电位器RP1使1、4脚之间直流等电位，即Y通道输入信号仅为交流调制信号。为了减小流经电位器的电流，便于调零准确，可加大两个750Ω电阻的阻值，比如各增大10Ω。
MC1496线性区好饱和区的临界点在15-20mV左右，仅当输入信号电压均小于26mV时，器件才有良好的相乘作用，否则输出电压中会出现较大的非线性误差。显然，输入线性动态范围的上限值太小，不适应实际需要。为此，可在发射极引出端2脚和3脚之间根据需要接入反馈电阻R8=1kΩ，从而扩大调制信号的输入线性动态范围，该反馈电阻同时也影响调制器增益。增大反馈电阻，会使器件增益下降，
但能改善调制信号输入的动态范围。
MC1496可采用单电源，也可采用双电源供电，其直流偏置由外接元器件来实现。
1脚和4脚所接对地电阻R5、R6决定于温度性能的设计要求。若要在较大的温度变化范围内得到较好的载波抑制效果，R5、R6一般不超过51Ω；当工作环境温度变化范围较小时，可以使用稍大的电阻。 5脚电阻R7决定于偏置电流I5的设计。I5的最大额定值为10mA，通常取1mA。
由图可看出，当取I5=1mA，双电源（+12V，-8V）供电时，R7可近似取Ω。
输出负载为R15，亦可用L2与C7组成的并联谐振回路作负载，其谐振频率等于载频，用于抑制由于非线性失真所产生的无用频率分量。VT1所组成的射随器用于减少负载变化和测量带来的影响。下面是实验电路图：
由于实验要求中输出信号为5V以上，即为大信号，如果用原来的电路会造成波形失真，所以需要设计带通滤波器。带通滤波器（band-pass filter）是一个允许特定频段的波通过同时屏蔽其他频段的设备。比如RLC振荡回路就是一个模拟带通滤波器。
检波电路的设计
同步检波又分为叠加型同步检波和乘积型同步检波。利用模拟乘法器的相乘原理，实现同步检波是很方便的，其工作原理如下：在乘法器的一个输入端输入振幅调制信号如抑制载波的双边带信号，另一输入端输入同步信号（即载波信号），经乘法器相乘，由上式可得输出信号U0（t）为
下面是同步检波器的框图：
检波的物理过程如下：在高频信号电压的正半周时，二极管正向导通并对电
容器C充电，由于二极管的正向导通电阻很小，所以充电电流iD很大，使电容器上的电压υc很快就接近高频电压的峰值。充电电流的方向如左图所示。
理想情况下，峰值包络检波器的输出波形应与调幅波包络线的形状完全相同。但实际上二者之间总会有一些差距，亦即检波器输波形有某些失 真。本实验可以观察到该检波器的两种特有失真：即惰性失真和负峰切割失真。
惰性失真是由于负载电阻R与负载电容C选得不合适，使放电时间常数RC过大引起的。惰性失真又称对切割失真，如左下图所示。
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