D类功放（含仿真）-毕业论文 - 图文

用A/D转换器采样该有效值，用单片机很容易便采样计算出平均功率。相比方案一很明显工作量小，速度快而且精度高。

接音频输出信号真有效值变换电路A/D采样单片机处理系统LED显示 图2.6 真有效值变换功率测量流程图

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第三章 各模块电路原理分析与计算

3.1 调制电路

PWM调制电路是建立在每一个特定时间间隔能量类似于正弦波所包含能量的概念上发展优化而来的一种脉宽调制法，即三角波调制法。为了在整个电路的输入端得到尽量接近于正弦波的脉宽调制波形，可以直接把正弦波在任意一个周期内在时间上划分成N等份，这样每一份脉宽都是2π/N。可以分别由此计算出在每个时间间隔中正弦波所包含的面积，在前面每个特定的时间间隔中，都可以用一个脉宽波形与之对应的正弦波所包含的的面积成比例或者相等，可是其脉冲幅度都近似等于UΔm的矩形电压脉冲代替的那部分正弦波模块，这样的N个不相等的宽度的脉冲就会组成一个和正弦波等效果的调制波形。我假设输入信号的正弦波幅值为Um，其等效波形的幅值为UΔm，则每个等效矩形脉冲波宽度L为：

L = 2Um/UΔm*sinβ*sin(π/N) (3.1) 注：β=(2πi/N) - (π/N)，i = 1,2,3,... ,N

由于计算过程与分析太过复杂，便不一一在此赘述。从上述表达式可分析出：在N大于20的前提下，当载波比N固定时，脉冲宽度与分段中心角的正弦值成正比关系，输出端产生的矩形脉冲的宽度等于正弦波的幅值和三角波的幅值之比。所以，其基波和谐波的各个幅值表达式如式(3.2)所示：

4EN/2δik?1 Uml? (3.2) (?1)2cosβcos?iπk?12从上式可以很容易得出结论：脉冲宽度δi和调幅比Um/UΔm有关，但是基波幅值Uml和谐波幅值Umn又与脉冲宽度δi有关[5]。

3.2 高速开关桥式电路

高速开关桥式电路原理图如下图图3.1所示。有原理图可知，由于整个电路工作在开关状态，所以输出管的功率损耗极低，而且做功功率可以达到很高。经此开关电路调制后的信号从IN1和IN2输入，Q1～Q4为前级驱动电路，为了得到较大的驱动电压，在此我选择了9012、9013对管，经测试完全可以驱动VMOS管和IRF540。VMOS管的优点是不仅开关速率极高，而且抗干扰能力强，开启电压高。经调制后的信号见下图图3.2.2所示。当输入电压为负时，Vout1占空比小于50%，Vout2占空比不仅略大于50%，而且其脉冲宽度随负音频电压的有效值的增大而变宽。当输入电压为空时，Vout1和Vout2占空比相等，都为50%，所以此时无电流通过。

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图3.1 高速开关桥式电路

图3.2 调制电路

3.3 三角波产生电路

三角波产生电路采用精密电压比较器LM311和满幅运放TLC4502产生输入信号，既能保证可以产生良好的线性三角波信号输入，也可以达到设计要求的拓展部分中对功放在低电压下也能正常工作的要求。其次载波频率的设定除了要考虑抽样定理以外，也要考虑电路功能的实现。通过计算，选择四阶Butterworth LC滤波器进行设计，并且选用频率为160KHz的载波，可使输出端对载波频率的衰减达到设计要求，所以我选择在设计中将载波频率设为160KHz。下面是三角波电路设计中一些电路参数的计算：

在设定电源电压为5V的情况下，将比较器的3脚与运算放大器的5脚相连，同时为了稳定的输出和方便计算，设定R8为2.5V，设输出的对称三角波幅度为1V，Vp-p=2V。选定R10为100K，并且忽略不计比较器在高电平时电阻的压降，则有R9的求解过程如下所示：

5?2.51100?,R9??40K； (3.3) 100R92.59

经过计算，除去小部分压降损耗，取R9为39KΩ。

在理论值计算时选定的稳定工作频率为f=160KHz，设定R6+R7=19KΩ，电容恒流放电或是充电稳定电流为：

I?5?2.52.5? (3.4)

R7?R6R7?R6则电容两端的最大电压值可设定为：

12.5 VC4?Idt?T1 (3.5) ?C40C4(R7?R6)上述表达式中，VC4的最大值为2V，T1为半周期，很容易有：

T1C4?

2.52.5??208.3pF3(R7?R6)4f20*10*4*150*1000 (3.6)

在上式(3.6)中，取C4=220pF，R7=10KΩ，R6为20kΩ可调电位器，目的是让其振荡频率f在150KHz有较大的调节范围。

3.4 驱动电路

根据设计需要和前面开关电路的设计原理可知，开关电路中的功率开关管相比输入电路具有非常大的功率，所以需要在比较器的后端加入驱动电路。对此模块我的设计思路大致是这样的：首先驱动电路必须具有足够的驱动能力，才能为开关管电容进行快速的充放电，从而达到功率开关管的目的。在实际使用和生产过程中，当N、P型的功率开关管出现同时开启的不正常状况时，会导致电源通过串联的两个开关管直接短路而且不会经过负载。这是因为由于比较器输出PWM的脉冲信号前后沿会出现不同程度的偏差以及开关管栅极电容和沟道存储电荷的存在，这种情况会非常危险，这就相当于于在两个管子上形成VDD大小的电源电压，此开关管的电阻非常小，加之电压相对比较大，短路时流过开关管的电流就会很大，一般会造成能量的无效耗损，而且严重的情况下会很容易烧毁功率管。为了避免此等情况的发生，因此也有必要通过驱动电路在输出脉冲信号中加入一小段死区时间，即在该段时间内，N、P型开关管会同时关断。

通过对实际电路的设计与仿真分析后，发现驱动电路引入的死区时间会有明显影响D类音频功放的谐波失真的情况，而且随着死区时间的增加，谐波失真的问题就会更严重。所以在实际电路设计中，对死区时间长短的设置要仔细，既要保证不会造成能量过多的无效耗损，也要尽量缩短死区时间，以改善D类音频功放的最大不失真效率。

经过分析，符合本设计的要求条件的驱动电路必须要具备以下两种功能：一是要具备电路保护的功能，当整个功放电路输出出现过流或者是过温等紧急情况

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