调相电路可由模拟相乘器实现，也可由数字电路实现。实验中的调相电路是由数字选择器(74LS153)完成的。当2脚和14脚同时为高电平时，7脚输出与3脚输入的0相载波相同；当2脚和14脚同时为低电平时，7脚输出与6脚输入的π相载波相同。这样就完成了差分信码对载波的相位调制。图3示出了一个数字序列的相对移相的过程。
图3 绝对码实现相对移相的过程
对应于差分编码，在解调中有一差分译码。差分译码的逻辑为: Cn?bn?bn?1 (2) 本实验由IC9、IC10完成。将(1)式代人(2)式，得
Cn?an?bn?1?bn?1Cn?an
这样，经差分译码后就恢复了原始的发码序列。
1.3数字调相器的主要指标
在设计与调整一个数字调相器对，主要考虑的性能指标是调相误差和寄生调幅。
（1）调相误差
由于电路不理想，往往引进附加的相移，使调相器输出信号的载波相位取值为
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0及180+ΔΦ，我们把这个偏离的相角ΔΦ称为调相误差。调相器的调相误差相当于损失了有用信号的能量。
(2)寄生调幅
理想的二相相位调制器，当数码取“0”或“1”时，其输出信号的幅度应保持不变，即只有相位调制而没有附加幅度调制。但由于调制器的特性不均匀及脉冲高低电平的影响，使得“0”码和“1”码的输出信号的幅度不等。设“0”码和“1”码所对应的输出信号幅度分别为Uom及Uim，则寄生调幅为:
00
m?(Uom?Uim)/(Uom?Uim)
2．解调 2.1 同相正交环
绝大多数二相PSK信号采用对称的移相键控，因而在码元1、0等概条件下都是抑载波的，即在调制信号的频谱中不含载波线谱，这样就无法用窄带滤器从调制信号中直接提取参考相位载波。对于PSK而言，只要用某种非线性处理的方法去掉相位调制，就能产生与载波有一定关系的分量，恢复出同步解调所需要的参考相位载波，实现对被抑制掉的载波进行跟踪。
从PSK信号中提取载波的常用方法是采用载波跟踪锁相环，如平方环、同相正交环、逆调制环和判决反馈环等。这几种锁相环的性能特点列于表1中。
本实验采用同相正交环。同相正交环又叫科斯塔斯（Costas）环。实验原理如图3.7所示。在这种环路里，误差信号是由两个鉴相器提供的。压控振荡器(VCO)给出两路相互正交的载波到鉴相器。输入的2PSK信号经鉴相后在由低通滤波器滤除载波频率以上的高频分量，得到基带信号Ud1、Ud2，这时的基带信号包含着码元信号，无法对压控振荡器(VCO)进行控制。将Ud1和Ud2经过基带模拟相乘器相乘，就可以去掉码元信息，得到反应VCO输出信号与输入载波间相位差的控制电压。
表1 几种锁相环的性能特点 锁相环 特性 环路工作频率 等效鉴相特性 解调能力 平方环 f＝2f0 正弦 无 同相正交环 f＝f0 正弦 有 逆调制环 f＝f0 近似距形 有 判决反馈环 f＝f0 近似距形 有 22 电路复杂程度 鉴相器 工作频率高 需用基带 模拟相乘器 需用 二次调制器 需用基带 模拟调制器 2.2集成电路压控振荡器(IC-VCO)
压控振荡器(VCO)是锁相环的关键部件，它的频率调节和压控灵敏度决定于锁相环的跟踪性能。
实验电路采用一种集成电路的压控振荡器74S124。集成片配以简单的外部元件并加以适当调整，即可得到令人满意的结果。
集成片的每一个振荡器都有两个电压控制端，Vr用于控制频率范围(14脚)，Vf用于控制频率范围调节(1脚)。外接电容器Cext用于选择振荡器的中心频率。当Vr和Vf取值适当，振荡器的工作正常时，振荡器的频率f0与Cext的关系近似为:
f0?5?10?4/Cext
f0与Cext 的关系曲线如图4所示。当固定Cext时，Vr与Vf有确定的函数关系。以
Vr=Vf=2V时的输出频率f0为归一化频率单位，由实验数据可画出以Vr为参变量时归一化频率fn随Vr的变化曲线如图3.10所示。
由图3.lO的曲线可以看出，随Vr的增大，VCO的压控灵敏度和线性范围都在增大。
选取适当的Vr值和Cext值，将误差电压经线性变换后充当控制电压Vf，这样就可实现
由误差电压控制VCO。当f0?10MHZ时，一组典型的实验数据为Cext?27.5pf,
Vr?3.76v，这时Vr在2.8V左右移动。
2.3单片集成双平衡模拟相乘器
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图4 IC－VCO使用实例
2.3 MC1496/MC1596(F1496/F1596、XD--5202) (a)电路说明
MC1496/MC1596双平衡模拟相乘器习惯上又称为平衡调制 -- 解调器，它是单片集成双平衡模拟相乘器中有代表性的产品之一。国内同类产品有F1496/F1596、XD--5202等，国外同类产品还有LM1496/LM1596、SG1496/SG1596等。MC1496是00C一700C民用温度范围产品，MCl596是-550C--+1250C军用温度范围产品。该产品具有极好的载波抑制能力(0.5MHZ时为一65dB；10MHZ时为-50dB)、高的共模抑制比(-85dB)，平衡输入、输出和方便的增益调整与信号处理等优点。其电路如图5-1所示，与改进的双平衡模拟相乘器相比较，电路是相同的，仅恒流源用晶体管Q7和Q8代替，二极管D与500Ω电阻构成Q7、Q8的偏置电路。负载电阻接在⑥、⑨两端，反馈电阻RY接在②、③两端，起展宽输入信号的线性动态范围和调整电路增益的作用。
(b)参数选择
1．载波电平Ux选择
因为载波抑制比与载波输入电平密切相关。小的载波电平不能完全打开上面的开关器件，结果信号增益较低，载波抑制亦较低。而高于最佳值的载波电平将产生不必要的器件和电路的载漏，同时也使戴波抑制特性恶化。测试表明，当载频为500KHZ时，用6OmV(rms)的正弦载波，可获得最佳载波抑制。当载频为10MHZ时，最佳载波约为16Omv(rms)。
频率较高时，为了使载漏最小，电路的设计要注意。为防止载波输人和输出之
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