基于DSP的BLDC调速控制器的设计 - 图文 (6)

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图3-3永磁无刷直流电动机电流、反电势波形及开关管导通顺序

由图3-2可以写出无刷直流电动机的电压平衡方程：

dia?U?Ri?L?ea?UNa?adt?dib?U?Ri?L?eb?UN （3-1） ?bbdt?dic?U?Ri?L?ec?UNcc?dt?

二二导通方式下，每一瞬间只有两相导通，这两相的电流和反电势都是大小相等方向相反。另一项电流为零，因此可推得未导通相反电势的检测方程为：

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1?e?U?(Ub?Uc)a?a2?1?e?U?(Ua?Uc) （3-2） ?bb2?1?e?U?(Ub?Ua)cc?2?

这样，任意时刻，根据（3-2）对未导通相反电势进行检测，当其过零时，再根据相应的算法，延时30°后，发出切换信号，实现换向。

2.反电势直接换向点检测法

这种方法是利用反电势信号直接检测换向点，而无需考虑延时问题。具体又分为： （1）反电势积分法

GE公司的D.Erdam首先提出这种方法，其思路是在反电势过零后对其绝对值积分,当积分值达到预先设定的门限值时，发出切换信号。为防止斩波噪声对积分的干扰，采用了特殊的PWM调制法：在功率管导通的前半周进行PWM调制，后半周一直导通，从而有效避免了PWM脉冲队过零点的干扰。不过，门限值的确定比较困难。

（2）反电势三次谐波积分法

由图3-3可知，在二二导通方式下，BLDC三相反电势之和的波形如图3-4中的实线所示，将其滤波后得到一个三次谐波，三次谐波的积分波形如图3-4中的虚线所示。对照图3-3可知，开关管的切换就发生在该波形的每一个过零点处。因此，这种方法在算法上相对简单一些。

eθ

图3-4 BLDC三相反电势之和及其基波之积分波形

实线：BLDC三相反电势之和 虚线：三相反电势之和的基波的积分

3）续流二极管监测法

此方法通过监测反并联于逆变器的六个二极管的导通和截止情况来判断转子位置。对

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于关断相绕组来说，其续流二极管的电流，主要由反电势产生(电感较小)，所以二极管的熄灭点对应着反电势的过零点。这种方法较少受到PWM脉冲的影响，因而精度较高。日本学者通过这种方法在很低的转速下获得了转子位置信息。

实际应用中，由于受PWM调制的影响，反电势过零点往往不是很明确，必须经深度滤波将PWM脉冲的影响滤除以后才能得到有用信号，从而产生相移，使位置检测不准确，必须进行补偿。另外，如何精确延时30°也是一个问题，尤其是在变速运行的时候。

反电动势过零点检测法的缺点是静止或低速时反电动势信号为零或很小，难以得到有效的转子位置信号，系统低速性能较差，需要开环方法起动此外为消除调制引起的高频干扰而对反电动势信号进行深度滤波，这带来了与速度有关的相移，为保证正确的电流换相要对此相移进行补偿。因此，国内外研究人士纷纷就其相位滞后、换相转矩脉动、忽略电枢反应造成的误差等问题做了深入研究。

无刷直流电机中，受定子绕组产生的合成磁场的作用，转子沿着一定的方向转动。电机定子上放有电枢绕组，因此，转子一旦旋转，就会在空间形成导体切割磁力线的情况，根据电磁感应定律可知，导体切割磁力线会在导体中产生感应电热。所以，在转子旋转的时候就会在定子绕组中产生感应电势，即运动电势，一般称为反电动势或反电势。对于采用三相六状态、绕组星型接法、120°两两导通方式的无刷直流电机而言，三相绕组在任意时刻总有一相处于断开状态，检测断开相的反电势信号，当其过零点时，转子直轴与该相绕组重合，再延迟30°即为无刷直流电动机的换相点。

在本文中，采用的就是第一种方法，反电动势过零点检测法。

3.3 BLDC反电势过零点检测方法

通常，对于无刷直流电机来说，有三种PWM调制方式[1]：一种较为常见，是高压侧功率管PWM调制方式，而低压侧功率管常导通；一种是低压侧功率管PWM调制方式，高压侧功率管常导通；还有一种是高、低压侧功率管同时采用PWM调制的方式。

本文中采用的是PWM调制第一种方式，采用高压侧功率管调制方式，而低压侧只是在电机换相时导通或关断，不导通相得反电动势可以在PWM高电平和相电流续流阶段中被检测出来。在任意时刻，一相绕组连接于高压侧PWM调制的功率管，另一相连接于低压侧常开通的功率管。剩下的一相没有电流通过，其端电压用于检测出反电动势。如图3-5所示，A相和B相两相导通，C相不导通。假设某一个换相阶段，电机处于A相和B相导通，C相为不导通状态，如图3-5所示，在一个PWM调制周期中，当PWM信号为低电

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平相电流处于续流状态时，高压侧功率管SW1关断，相电流经由功率管中集成的续流二极管VD1，在A相和B相绕组中续流。在这个续流阶段中，不导通相端电压同样可以检测出反电动势的过零点。具体如下：

图3-5 BLDC运行时三相端电压电路

对于A相绕组有：

Vn?0?ri?L对于B相绕组有

Vn?ri?Ldi?Ebdt （3-4） di?Eadt （3-3）

将 式（3-3） 和式（3-4）相加有

Vn??Ea?Eb2 （3-5）

根据无刷直流电机三相绕组对称的关系，有

?E?c0 （3-6） Ea?Eb根据式（3-5）和式（3-6）有

Vn? Ec2 （3-7）

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因此，在永磁无刷直流电机相电流处于续流状态时，有

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Vc?3Ec2 （3-8）

从式（3-3）到（3-8） 可知，当相电流在功率管的集成二极管中续流时，不导通相得端电压直接和反电动势成正比，而此时由于不存在功率管的开关状态，因此不会有大量的

图3-6 反电动势波形与BLDC的换相

开关噪声。将此时的端电压和固定的参考电压进行比较，可以精确地得到不导通相反电动势的过零点，在过零点时刻延时30°电角度，即是无刷直流电机的换相点。电机的反电动势检测出来以后，可以找到反电动势的过零点，在反电动势过零处进行是的适当地换相操作，可以完成BLDC电机的连续运行，如图3-6所示。和常用的无位置传感器控制方法相比，这种方法有较高的灵敏度。由于不用对端电压分压检测，因此所检测的端电压不会有衰减。尤其在无刷直流电机低速阶段，拥有很高的检测精度，因此拓宽了这种方法的转速适用范围，也加快了电机开环启动的过程。另外，由于不导通相的反电动势，在PWM关断状态时被检测，因此能够避免高频的PWM开关噪声。这种同步的检测方法能够很方便地去除开关噪声带来的过零点精度问题；由于不需要低通滤波，因此不会带来所检测到的反电动势过零点发生过大的偏移；最后，便于在数字控制系统的基础上进行方法实现。

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