电力电子技术课程设计
子工程中也叫变换器，式中的小。其调节的方法就是控制
表示升压比，通常调节其大小，即可改变输出电压Uo的大始终大于1，也就是保持
。 在实际电路中，要使通过
电容C作用使得输出电压认为保持不变，其当电容C的值足够大时，其误差是很小的，基本可以忽略。从这一点上说，升压斩波电路可以看成是直流变压器。
电感电流连续与断续电流电压波形图
3.2元器件参数选择与计算
3.2.1功率开关V的选择
功率开关的选择首先应该根据输入条件和输入电压、电流、工作场合、负载特性等来确定，常用的全控型器件为IGBT，MOSFET，GTR等。在确定功率管的类型后，型号的选择应该遵循以下几个原则：
1）功率开关V的导通饱和压降Uces越小越好。 2）功率开关V截至时的反向漏电流Ico越小越好。 3）功率开关V的高频特性要好。
4）功率开关V的开关时间要短，也就是转换速度要快。 5）功率开关V的基极驱动功率要小。
6
电力电子技术课程设计
6）功率开关V集电极电压的额定值需要足够大。
IGBT升降压斩波电路是直流斩波中最基本的一种电路，是用IGBT作为全控型器件的升降压斩波电路，用于直流到直流的降压或升压的变换。IGBT（绝缘栅双极晶体管）是典型的全控型器件，兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。故功率开关V选择IGBT。 （1） 集电极电压Uceo：
由原理图可知V承受的最大电压就是截至电压Ui，考虑输入电压具有10%的波动，储能电感L上的反峰尖刺电压为额定值的20%，因此V承受的电压实际为1.1*1.2Ui＝1.32Ui。通常选择功率开关要留有一定的富余量，故选80%为额定电压值，则1.32Ui＝0.8Uceo。根据输出电压有输入电源关系，亦可得Uo＝Ui21/(1-D)。 （2） 集电极电流Ic：
在功率开关V导通期间，流过功率开关V的电流也就是在此期间流过储能电感L中的电流，即输入电流Ii。如不考虑电路中的其他功率损耗，就有Ii=Io2Uo/Ui。选择功率开关V的集电极电流和选择集电极电压一样，也要留有一定的余量。一般工作电流取为80％的额定电流值，公式就应为 0.8Ic=Ii＝Io2Uo/Ui=Io21/(1-D)。
3.2.2二极管VD的选择 （1）反向耐压Ud：
在功率开关V导通期间，二极管VD因反向偏置而截止，此时二极管VD上所承受的电压为输出电压Uo(功率开关V的正向饱和电压被忽略)。此外，二极管耐压值一般应留有20％的富余量，故二极管VD反向耐压Ud应为：
（2）正向导通电流Id：
在功率开关V截止期间，二极管VD因正向偏置而导通，此时流过二极管VD上的电流Id正好就是电流Ii，也就是流过储能电感L上的电流Ii。因此Ii=Io2Uo/Ui。通常在选择二极管VD的正向工作电流时应留有较大的富余量，以降低其正常工作时的热量，通常富余量为50％，因而就有解上式可得出二极管VD正向导通电流Id: 2Io2Uo/Ui=2Io/(1-D).
（3）正向导通功率损耗Pd：
在功率开关V截止期间，二极管VD因正向偏置而导通的电流Id。设二极管VD的正向导通管压降为Us，二极管VD正向导通功率损耗Pd可由下式计算:
7
电力电子技术课程设计
从上式中我们可以看出，要想降低二极管VD正常工作时的热量，除上面所说的在选择正向导通电流Id时要留有较大的富余量以外，减小二极管VD正向导通管压降Us也是一个非常 有效的方法。因此，具有非常低的正向导通管压降的肖特基二极管（SBD）是首选对象。
而且在Roost Chopper变换中，升压二极管的反向恢复会限制开关频率的提高，同时引起较大反向恢复损耗、过高di/dt而产生电磁干扰。肖特基二极管器件的短载流子寿命是减小反向恢复电流峰值和缩短关断时间的一个主要因素。在IGBT和普通二极管组合中，IGBT开通时会出现很大的开通电流过冲，其峰值可达24 A，开通损耗较大，同时因为IGBT达到稳态的电流时间较长也使系统的频率受到限制；而IGBT和肖特基二极管组合电流上升基本没有过电流现象，其峰值为5A。IGBT和普通二极管组合中的二极管在关断时会出现很大的反向关断电流，其峰值可达18 A，关断损耗较大；而IGBT和SBD组合中二极管反向恢复电流却很小，其峰值约为1A。选择肖特基二极管，不仅能降低二极管VD工作时的热量，还可以有效的减小反向恢复电流峰值和缩短关断时间，以减小损耗。（《SIC肖特基二极管在升压斩波电路中的
应用分析》雷海峰，温家良，金锐，刘明光 1.北京交通大学，北京100044; 2.中国电力科学研究院，北京100192）
3.2.3储能电感L的选择
在功率开关V导通的Ton期间内，储能电感L上电流的增加量应与在功率开关V截止的Toff期间内储能电感L上电流的减少量相等。因此就有 △Il(+)=△Il(-) 式中，(+)表示增加量，(-)表示减少量。储能电感L上电流在一个转换周期内变化的峰峰值为：
在实际设计和应用中，储能电感L上的峰峰值电流Ii+△Il／2不应大于最大平均电流的20%，这可以避免储能电感L的磁饱和，也能达到限制功率开关V的峰值电流、峰值电压和功率损耗的目的。一般选择△Il=1.4Ii。
为了求得与稳压电源转换效率输出电流Io、占空比D和工作频率F有关的计算储能电感L的实际公式，作如下推导。已知稳压电源转换效率与输入功率Ui2Ii和输出功率Io2Uo之间的关系式为因此就有
整理，可得储能电感L的实际计算公式为：
这里虽然推导出了升压斩波电路中储能电感L的较为实用的实际计算公式，在实际的应用和调试中，也存在着储能电感L的电感量应大于临界电感量Lc的问题。为了保证负载最小电流电路能够连续，实际电感量应取大于临界电感量Lc= Uo2D(1-D) 2/（22f2Io）. 3.2.4输出滤波电容C的选择 (1)电容容量：
8
电力电子技术课程设计
输出电压稳定在所设计的恒定电压值Uo上，这时的输出电流为Io。由于在功率开关V导通期间负载电阻R上的全部电流Io都是由滤波电容C提供的，所以这时滤波电容C上的电流就等于稳压电源的输出电流Io，并且滤波电容C上电压的变化量为输出电压的纹波电压值△Uo，此时就有如下的关系式：
可解得：
将D=Uo/(Uo+Ui)，f=1/T代入，由可得(2)耐压值Uc：
在功率开关V截止期间，加在滤波电容C两端的电压为输入电压Ui；在功率开关V导通期间，加在滤波电容C两端的电压为输出电压Uo(储能电感I上的电压降和二极管VD的正向导通管压降Us在这里均被忽略掉)。另外，对于升压斩波电路来说，它的主要特性就是输出电压Uo比输入电压Ui高，这里就取输出电压Uo。在确定输出滤波电容C的标称值时应留有50％的富余量，因此输出滤波电容C的耐压标称值应由下式来确定：0.52Uc=Uo，即Uc=22Uo. 3.2.5参数计算
按照以上的器件选择原则，根据设计要求，确定电源、功率开关IGBT、二极管、电容、电感、电阻等相关参数。
已知参数：输入电压为40V；输出电压80-120V，可计算占空比D=0.5-0.667，取输出电流为0.1-5A，R=24-1200Ω，可取R=40Ω。开关频率F=100KHz，效率大于70%，输出电压波纹1%：△Uo=0.4V。
功率开关IGBT：Uceo=1.32*40/0.8=66V，Ic=12.5A，反向击穿电压200V。 二极管VD：Ud=1.25*120=150V，Id=20A。
输出电容C：根据公式算得C=27.8uF，Uc=2*Uo=240V。取C=100uF。验证：当C=100uF，输出波纹电压△Uo=0.25V<0.01*Uo=1.2V，符合设计输出电压波纹要求。
储能电感L：保证电流连续，根据公式计算临界电感Lc=25uH，取L=200uH。
9
电力电子技术课程设计
四、控制和驱动电路的设计
在斩波电路的工作原理中，不管是降压型还是升压型电路，它们的工作都是依靠功率开关V栅极的驱动信号使功率开关V启动、导通和关闭，而工作于导通和截止的功率转换状态中的。这样我们就可以在输出端或功率转换过程中加一取样电路，将输出的电流Io和输出电压Uo的变化量取出，再经过放大、处理和比较后，形成一个与输出的电流Io和输出电压Uo有关的，也就是能够自动控制和调节驱动信号占空比D的驱动信号来控制和驱动功率开关V的工作，这就要求对控制和驱动电路进行设计。
4.1控制电路设计
4.1.1 SG3525的工作原理
SG3525的脚16为基准电压源输出，精度可以达到(5.1士1%) V,采用了温度补偿，而且设有过流保护电路。脚6、脚7内有一个双门限比较器，内设电容充放电电路，加上外接的电阻电容电路共同构成SG3525的振荡器，同时振荡器还设有外同步输入端(脚3)。脚1及脚2分别为芯片内部误差放大器的反相输入端、同相输入端，该放大器是一个两级差分放大器。通过电阻电容结合SG3525产生锯齿波输入到SG3525的振荡器。通过调节，可在OUT A, OUT B两端输出两个幅度相等，频率相等，相位相差180度,占空比可调的矩形波(即PWM信号)。
SG3525引脚图及结构框图
10
搜索“diyifanwen.net”或“第一范文网”即可找到本站免费阅读全部范文。收藏本站方便下次阅读，第一范文网，提供最新资格考试认证电力电子升压斩波电路的设计 - 图文 (2)全文阅读和word下载服务。
相关推荐：
何必提及